光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器及其控制方法:專利背景,發明內容,專利目的,

《光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器及其控制方法》是山東大學於2010年12月6日申請的專利，該專利的申請號為2010105753733，公布號為CN102005928A，授權公布日為2011年4月6日，發明人是杜春水、張承慧、陳阿蓮。

《光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器及其控制方法》涉及一種光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器及其控制方法，它解決了空載或者輕載情況下超前臂換流難、滿載情況下效率降低的問題，提高了變換器的效率，實現了全功率範圍內變換器的軟開關。它包括高頻變壓器，其原邊設有移相PWM控制變換器。所述高頻變壓器設有三個副邊，其中兩個副邊採用橋式二極體整流電路串聯以輸出高電壓，它們的輸出端與輸出電壓、電流採樣電路連線，輸出電壓、電流採樣電路與控制器連線；第三個副邊為降壓繞組串聯換流電感和開關。變壓器的原邊設有串聯的阻斷電容C_b和飽和電感L_S。輸出濾波電感L_f1和L_f2為耦合電感共用一個磁芯；輸出端D_f1-R₁-C_f1與D_f2-R₂-C_f2構成交叉箝位緩衝電路。不對稱移相PWM控制器控制功率開關器件VT₁～VT₄和開關K₀。

2016年12月7日，《光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器及其控制方法》獲得第十八屆中國專利優秀獎。

（概述圖為《光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器及其控制方法》摘要附圖）

基本介紹

中文名：光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器及其控制方法
公布號：CN102005928A
授權日：2011年4月6日
申請號：2010105753733
申請日：2010年12月6日
申請人：山東大學
地址：山東省濟南市歷下區經十路17923號
發明人：杜春水、張承慧、陳阿蓮
Int.Cl.：H02M3/28(2006.01)I、H02M3/335(2006.01)I
代理機構：濟南聖達專利商標事務所有限公司
代理人：張勇
類別：發明專利

專利背景,發明內容,專利目的,技術方案,有益效果,附圖說明,技術領域,權利要求,實施方式,榮譽表彰,

專利背景

截至2010年12月，光伏併網發電已成為光伏利用的主要發展趨勢和相關技術研究的熱點（Carrasco J M，Franque lo LG，Bialasiewicz J T，etal.Power-electronics systems for the grid integrationof renewable energy sources：asurvey[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2006，53（4）：1002-1016.）。由於光伏電池陣列最大功率輸出受光照強度、電池板溫度、各個串聯組件性能參數等因素的影響比較嚴重（Trishan Esram，Patrick L Chapman.Comparisonof photovoltaic array maximum power point tracking techniques[J].IEEE Transactions on Energy Conversion，2007，22（2）：439-449.），通常儘量減小電池板串聯數量，以降低光伏發電系統和功率開關器件的耐壓。為滿足光伏陣列最大功率點跟蹤控制和併網電壓需求，併網逆變器常帶有升壓環節。

非隔離型光伏併網逆變器漏電流對人身安全有較大的威脅（張興，孫龍林，許頗，等.單相非隔離型光伏併網系統中共模電流抑制研究[J].太陽能學報，2009，36（9）：1202-1207；肖華鋒，謝少軍.用於光伏併網的交錯型雙管Buck-Boost變換器[J].中國電機工程學報，2010，30（21）：7-12），大中功率等級的光伏併網逆變器要求有變壓器隔離。變壓器隔離型又可以分為高頻變壓器隔離和工頻變壓器隔離兩種。高頻變壓器隔離型併網逆變器克服了工頻升壓隔離變壓器存在的體積龐大、耗材嚴重、價格昂貴等不足（張興，孫龍林，許頗，等.單相非隔離型光伏併網系統中共模電流抑制研究[J].太陽能學報，2009，36（9）：1202-1207.），在單相低電壓中小功率光伏發電系統中套用較多。近年來，各種全橋電路拓撲與移相PWM控制策略相結合的軟開關技術（T.T.Song，N.C.Huang，A.Ioinovici.Afamily of zero-voltageand zero-current-switching（ZVZCS）three-leve lDC-DC converter the secondary-assistedregenerative passive snubber[J].IEEE Transactions on circuits and systems，2005，52（11）：2473-2481；姜雪松，溫旭輝，許海平.燃料電池電動車用隔離Boost全橋變換器的研究[J].南京航空航天大學學報，2006，38（1）：64-69.，阮新波，嚴仰光.脈寬調製DC/DC全橋變換器的軟開關技術[M].北京：科學出版社，2001.；李傳文.光伏升壓全橋軟開關DC-DC變換器的研製[D]，濟南：山東大學，2008.；楊通，黃延齡，張光先.數位化的逆變弧焊電源[J].電焊機，2009，39（2）：11-17.YangTong，HuangYanling，ZhangGuangxian.Digitalizedarcweldingpower[J].ElectricWeldingMachine，2009，39（2）：11-17.；趙振民，岳雲濤.一種基於UC3879控制的全橋軟開關DC/DC變換器[J].電力電子技術，2005，39（3）：107-110），大幅提高了DC/DC變換器的效率和功率密度，廣泛套用於大功率低電壓輸出領域。

為滿足大功率隔離型三相光伏併網逆變器直流側高輸入電壓（一般要達到650伏以上）要求，通常需要通過高頻變壓器升壓，然而高升壓比的二次側電壓峰值對整流二極體耐壓要求非常苛刻。為此，文獻[李傳文.光伏升壓全橋軟開關DC-DC變換器的研製[D]，濟南：山東大學，2008]給出了一種二次側串聯整流的電路拓撲，有效降低了對快速二極體的耐壓要求，但其CDD無源箝位電路導致變壓器原邊電流衝擊大，在輕載或空載情況下輸出電流斷續，超前臂電容換流不完全，它通過與之並聯的功率開關器件直接放電，易損壞功率開關器件。而文獻[楊通，黃延齡，張光先.數位化的逆變弧焊電源[J].電焊機，2009，39（2）：11-17.]給出了一種輔助電感的降壓輸出電路拓撲，而該換流電感無論空載還是滿載都參與換流。滿載工作時其高頻電流幅值可達14A。由此帶來嚴重的系統損耗，它包括線圈銅耗、磁芯的磁滯損耗、變壓器原邊功率開關管的通態損耗和線路損耗。這些損耗不僅降低了系統效率，還提高了功率開關器件功率等級，增加了成本。同時，傳統的移相PWM控制專用晶片（如UC3875，UC3879等）的控制精度和靈活性不高等不足，（趙振民，岳雲濤.一種基於UC3879控制的全橋軟開關DC/DC變換器[J].電力電子技術，2005，39（3）：107-110.）。

發明內容

專利目的

《光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器及其控制方法》的目的就是為滿足三相光伏併網逆變器高輸入電壓的需求，克服其工頻升壓隔離變壓器耗材嚴重的不足，提出了一種光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器及其控制方法，其高頻變壓器具有三個副邊，其中兩個升壓繞組用於串聯整流實現高電壓輸出；另一個接換流電感和開關的降壓繞組，解決了空載或者輕載情況下超前臂換流難、滿載情況下效率降低的問題，顯著提高了變換器的效率。

技術方案

一種光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器，它包括高頻變壓器，移相PWM控制變換器，所述高頻變壓器設有三個副邊，其中兩個副邊採用全橋整流並串聯以提高輸出電壓，它們的輸出端與輸出電壓、電流採樣電路連線，輸出電壓、電流採樣電路與控制器連線，控制器的移相PWM輸出端與隔離驅動電路連線，隔離驅動電路則與原邊的移相PWM控制變換器連線，在原邊的移相PWM控制變換器設有串聯的阻斷電容C_b和飽和電感L_S；第三個副邊為降壓繞組，它與換流電感和開關串聯。

所述移相PWM控制變換器為與光伏電池並聯的全橋電路，它由串聯的超前臂功率開關管VT₁、VT₂和串聯的滯後臂功率開關管VT₃、VT₄並聯組成；其中，超前臂功率開關管VT₁、VT₂分別與各自的反並聯二極體D_T1、D_T2並聯；滯後臂功率開關管VT₃、VT₄與各自的反並聯二極體D_T3、D_T4並聯，串聯的阻斷電容C_b和飽和電感L_S設定在串聯的超前臂功率開關管VT₁、VT₂和串聯的滯後臂功率開關管VT₃、VT₄之間；超前臂功率開關管VT₁、VT₂和滯後臂功率開關管VT₃、VT₄由隔離驅動電路驅動。

所述副邊中一個全橋整流電路由快速恢復二極體D₁-D₄組成，該全橋電路的輸出端並聯串接的二極體D_f1、電容C_f1，然後一個輸出端再經濾波電感L_f1後與該全橋電路的另一輸出端與輸出濾波電容C_o1並聯；

第二個全橋整流電路由快速恢復二極體D₅-D₈組成，該整流電路的輸出端並聯串接的二極體D_f2、電容C_f2，一個輸出端再經濾波電感L_f2後與該整流電路的另一輸出端與輸出濾波電容C_o2並聯。

濾波電感L_f1和濾波電感L_f2為耦合電感共用一個磁芯；輸出端D_f1-R₁-C_f1與D_f2-R₂-C_f2構成交叉箝位緩衝電路。

所述控制器為TMS320F2812晶片。

所述控制器還與輸入欠壓、過壓、過流和過熱保護電路連線。

一種光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器的控制方法，它採用不對稱移相PWM控制方案，它包括全橋式工作和半橋式工作兩種情況。

全橋式工作控制信號特點如圖2a所示：（1）超前臂和滯後臂開關管的開通時刻相同，而關斷時刻不同；（2）超前臂控制信號脈寬調製，而滯後臂控制信號保持最大脈寬不變。該種工作模式可滿足負載大範圍內功率調節需求。而半橋式工作控制信號如圖2b所示，超前臂已關斷，超前臂電容與滯後臂開關管組成半橋式結構，此時僅滯後臂控制信號脈寬調製，以實現輕載微功率調節。

所述移相PWM生成方法步驟為：

（1）在正常輸出功率範圍內，令控制器自身的暫存器CMPR2的值n₂等於周期暫存器數值n₀，即n₂＝n₀；此時，滯後臂上下兩隻功率器件互補導通；改變控制器自身的暫存器CMPR1的值n₁，n₁≤n₀，實現超前臂導通脈寬0°～180°變化，從而實現輸出功率調節；當n₁＝n₀時超前臂關斷；當n₁＝0時，超前臂上下兩個功率器件各導通180°，輸出功率達到最大；

（2）輸出功率由空載或輕載增加過程：首先，先令控制器自身的比較暫存器CMPR1的值等於周期暫存器的值，即n₁＝n₀超前臂關斷，調節滯後臂暫存器的值n₂從n₀逐漸減小，滯後臂導通脈寬逐漸增加；當暫存器CMPR2的值n₂等於0時，滯後臂脈寬達到最大；隨著輸出功率的增加，逐漸減少CMPR1的值n₁，超前臂脈寬逐漸變寬，直到n₁＝0，達到最大導通脈寬；

（3）輸出功率由滿載或重載到空載減小過程，比較暫存器數值變化與過程（2）反方向變化；先增加CMPR1的值n₁，當n₁＝n₀後再增加CMPR2的值n₂直到n₂＝n₀，此時所有功率器件完全關斷。

有益效果

《光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器及其控制方法》提出了一種改進型全橋軟開關DC/DC變換器，其高頻變壓器具有三個副邊，其中兩個升壓繞組用於串聯整流實現高電壓輸出。另一個降壓繞組接換流電感和開關K₀：當輸出電流斷續的輕載工況下，K₀閉合，換流電感提供無功電流以實現超前臂軟開關；當輸出電流連續時，開關K₀斷開，降低了系統換流，實現了全功率範圍內變換器的軟開關，克服了工頻變壓器隔離升壓帶來耗材多、體積大、笨重等不足，顯著提高了變換器效率。

為克服傳統的移相PWM控制專用晶片（如UC3875，UC3879等）的控制精度和靈活性不高等不足。實現變換器的高頻化、數位化，設計了基於TMS320F2812的全橋移相PWM數字控制系統，簡化了外圍電路，提高了系統可靠性。

通過詳細分析了不對稱移相PWM控制情況下變換器的工作原理，給出了具體PWM控制波形的產生方法，實現了全負載範圍變換器數位化軟開關控制。

工作效率高，運行可靠，具有良好的輸出功率調節能力。

該變換器不僅用於光伏併網發電系統，還可以用於燃料電池、小型風力發電、電動汽車蓄電池供電以及回饋型電子負載中的直流升壓場合。

附圖說明

圖1為《光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器及其控制方法》系統結構圖；

圖1a為變壓器原邊的抽頭繞組結構示意圖；

圖1b為變壓器副邊的抽頭繞組結構示意圖；

圖1c為獨立繞組結構示意圖；

圖2a為全橋式功率大範圍調節控制信號圖；

圖2b為半橋式功率微調控制信號圖；

圖3主要工作原理波形圖；

圖4a工作模態1的等效電路；

圖4b工作模態2的等效電路；

圖4c工作模態2的等效電路；

圖4d工作模態3的等效電路；

圖5a不對稱全橋PWM控制信號圖；

圖5b半橋式PWM控制信號圖；

圖6a非對稱移相PWM驅動實驗波形；

圖6b非對稱移相PWM驅動實驗波形；

圖7a軟開關實驗波形圖；

圖7b軟開關實驗波形圖；

圖7c軟開關實驗波形圖；

圖8常規的RCD吸收迴路；

圖9交叉箝位緩衝電路。

技術領域

《光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器及其控制方法》涉及一種光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器及其控制方法。

權利要求

1.一種光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器，它包括高頻變壓器，其原邊設有移相PWM控制變換器，其特徵是，所述高頻變壓器設有三個副邊，其中兩個副邊採用全橋電路串聯連線進行整流以輸出高電壓，它們的輸出端與輸出電壓、電流採樣電路連線，輸出電壓、電流採樣電路與控制器連線，控制器的移相輸出端與隔離驅動電路連線，隔離驅動電路則與原邊的移相PWM控制變換器連線，在原邊的移相PWM控制變換器設有串聯的阻斷電容C_b和飽和電感L_S；第三個副邊為降壓繞組串聯換流電感和開關K₀。

所述移相PWM控制變換器為與光伏電池並聯的全橋電路，它由帶反並聯二極體的功率開關管VT₁、VT₂串聯組成超前臂，帶反並聯二極體的功率開關管VT₃、VT₄串聯組成滯後臂；其中，VT₁、VT₂分別與電容C₁和C₂並聯；滯後臂功率開關管不並聯電容。阻斷電容C_b和飽和電感L_S與高頻變壓器原邊串聯；

所述副邊中一個全橋整流電路由快速恢復二極體D₁-D₄組成，該整流電路的輸出端並聯串接的二極體D_f1、電容C_f1。一個輸出端再經濾波電感L_f1後與該全橋電路的另一輸出端與輸出濾波電容C_o1並聯；電阻R₁的一端與D_f1和C_f1的公共連線點相連，另一端與濾波電容C_o2低壓端相連；

第二個全橋整流電路由快速恢復二極體D₅-D₈組成，該整流電路的輸出端並聯串接的二極體D_f2、電容C_f2，一個輸出端再經濾波電感L_f2後與該全橋電路的另一輸出端與輸出濾波電容C_o2並聯；電阻R₂的一端與D_f2和C_f2的公共連線點相連，另一端與濾波電容C_o1高壓端相連；

濾波電感L_f1和濾波電感L_f2為耦合電感共用一個磁芯；輸出端D_f1-R₁-C_f1與D_f2-R₂-C_f2構成交叉箝位緩衝電路。

2.如權利要求1所述的光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器，其特徵是，串聯換流電感和開關K₀的降壓繞組，其表現形式有三種：第一種為變壓器原邊的抽頭繞組；第二種為變壓器副邊的抽頭繞組；第三種為獨立繞組。

3.如權利要求1所述的光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器，其特徵是，所述控制器核心處理器為TMS320F2812晶片。

4.如權利要求1或3所述的光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器，其特徵是，所述控制器還與輸入欠壓、過壓、過流和過熱保護電路連線。

5.一種權利要求1所述的光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器的控制方法，其特徵是，它採用不對稱移相PWM控制方式，步驟為：

實施方式

圖1中，《光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器及其控制方法》中光伏升壓全橋軟開關變換器系統結構，包括主電路結構拓撲和控制系統。VT₁和VT₂為超前臂功率開關管，VT₃和VT₄為滯後臂功率開關管，U_g1～U_g4為它們的驅動信號。D_T1～D_T4為開關管寄生的反並聯二極體。C₁、C₂為超前臂電容值，且C₁＝C₂＝C_r。D₁～D₈為快速恢復二極體，L_f1、L_f2為輸出濾波電感，C_o1、C_o2為輸出濾波電容，C_b為阻斷電容，L_S為飽和電感。

該系統與傳統的全橋逆變電路主要有以下幾點區別：（1）採用變壓器雙副邊整流串聯結構，滿足了後級三相併網逆變器高輸入電壓的要求，同時降低了副邊快恢復二極體耐壓等級。（2）在變壓器上增加了帶有開關和線性電感L_c的換流繞組T₁₂，滿足了逆變器全負載範圍軟開關工作要求。（3）為克服傳統移相PWM控制變換器中環路電流大，損耗嚴重的問題，在變壓器的原邊串聯了阻斷電容C_b，同時該電容也有利於提高變壓器的抗偏磁能力。

《光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器及其控制方法》採用TI公司TMS320F2812晶片作為主控制器，主要功能模組包括：最大功率點跟蹤、移相PWM的實現，A/D轉換，故障保護，鍵盤與液晶顯示。該系統首先將輸入、輸出電壓、電流信號經A/D模組轉換成數字量，然後根據最大功率點跟蹤控制的需求，調節DSP產生的四路控制信號的開關時間和相位差，並利用脈衝變壓器驅動超前臂和滯後臂的功率開關器件。

控制系統中的欠壓、過壓、過流、過熱等保護信號輸送給DSP的通用I/O口，以判斷其具體的故障類型，同時將這些保護輸出信號相與後連線到PDPINTA引腳，以實現故障時硬體保護，快速關斷功率開關器件。由CAN模組實現與上位遠程數據通訊；SCI通訊模組完成現場操作控制和液晶顯示。

《光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器及其控制方法》的工作原理為：經典的移相PWM控制是通過調節超前臂和滯後臂導通脈寬相移，實現輸出功率調節，而超前臂和滯後臂脈衝寬度不調節（阮新波，嚴仰光.脈寬調製DC/DC全橋變換器的軟開關技術[M].北京：科學出版社，2001.；趙振民，岳雲濤.一種基於UC3879控制的全橋軟開關DC/DC變換器[J].電力電子技術，2005，39（3）：107-110.）。該發明給出了一種新的不對稱移相PWM控制方案，它包括全橋式工作和半橋式工作兩種情況。

新型全橋軟開關逆變器的具體工作原理如下：設變壓器的原邊與單個整流繞組匝數比為1∶n（n＞1），與換流繞組匝比為1∶m（m＜1），換流電感量為L_o，開關周期為T，導通時間為T_on，則占空比D＝T_on/T。為便於分析，假設：所有器件均為理想器件；阻斷電容值C_b＞＞C_r；輸出側的兩個整流電路器件參數一致，工作模態相同，分析時只考慮單個整流電路情況。

在全橋逆變器一個開關周期中，變壓器正負半周期內電路的工作情況相同，為保證系統輕載時軟開關工作，現以控制開關K₀閉合，正半周期工作為例說明，其主要工作波形如圖3所示。

（1）[t₁～t₂]階段：VT₁和VT₄零電流導通

假設系統已經穩定工作，t₁時刻：VT₁和VT₄同時導通，變壓器的電流迴路如圖4a所示。此時加在變壓器漏感、換流電感折合到原邊的等效電感及飽和電感上的電壓值為（V_in+V_Cb），原邊的電流從零開始增加。由於飽和電感對電流變化的抑制作用，開關器件VT₁、VT₄為零電流開通。當電流超過飽和電感的飽和值時，飽和電感相當於短路，原邊的電流迅速增加。

在此階段，飽和電感為開關器件零電流開通提供了充分條件，同時也產生一點占空比損失。為減少占空比損失和勵磁損耗，通常選擇導磁率矩形性能好的鐵氧體材料作為飽和電感磁芯。

在[t₁～t₂]期間：變壓器原邊串聯電容C_b的電壓由反向最大值正向增加。由於變壓器的原邊電流i_p較大，飽和電感L_S處於短路狀態，快恢復二極體D₁和D₄導通，換流電感電流從最大反向電流開始正向線性增加。

換流電感電流：

（1）

其中，i_Lc（t₁）為負峰值電流。

設變壓器漏感為L_l1，則在變壓器的原邊電壓作用下，線性增加的漏感電流為：

（2）

其中，i_l1（t₁）為漏感的負峰值電流。

輸出濾波電感L_f較大，在一個開關周期中輸出電流I_o為恆值。因此，原邊的電流包括換流電感電流i_Lc、輸出電流I_o的折算值以及變壓器漏感電流i_l1之和，即

（3）

阻斷電容電壓：

其中，u_cb（t₁）為其負峰值電壓；

變壓器原邊電壓：u₁（t）＝U_in-u_cb（t）。

（2）[t₁～t₃]階段：VT₁為零電壓關斷，VT₄仍導通

如圖4b所示，在t₂時刻，VT₁開始關斷，變壓器的原邊電流從VT₁轉移到C₁和C₂支路：C₁開始充電，電壓值從零開始線性上升，因此VT₁為零電壓關斷；C₂開始放電，其電壓線性下降。超前臂電容電壓的變化率與負載電流有關，負載電流越大，上升速度越快。注意：為保證VT₁為零電壓關斷，需根據最大負載電流和開關管的關斷時間確定超前臂電容值。

快恢復二極體D₁和D₄仍然導通，輸出電流I_o近似恆流。阻斷電容電壓v_cb不斷升高，原邊電流迅速地衰減，有效克服了傳統移相PWM控制帶來的環流損耗大的問題。阻斷電容C_b電壓為：

（4）

超前臂並聯的諧振電容電壓：

（5）

（6）

在[t₂～t₃]期間，電容C_b與超前臂電容C₁、C₂和變壓器漏感及換流電感折算到原邊的等效電感L_r，形成LC串聯諧振迴路，如圖4c所示，諧振頻率為周期應小於0.5T_d，其中T_d為死區時間；C_e為迴路等效電容，即C_e＝（C₁+C₂）*C_b/（C₁+C₂+C_b）。

（3）二極體DT₂續流，VT₄關斷

如圖4d所示，超前臂電容C₁的電壓經L_rC_e諧振很快上升到輸入電壓U_in，C₂電壓下降到零。此後由二極體D_T2續流，飽和電感仍然飽和，D_T2-C_b-L_r-VT₄形成迴路。此時，變壓器原邊被短路，整流二極體D₁～D₄全部導通，為負載輸出電流提供通路。

在t₃時刻，由於阻斷電容對原邊電流的衰減作用，當電流降至零將要反向時，飽和電感退出飽和，原邊相當於開路，開關管VT₄零電流關斷。

（4）[t₃～t₄]階段：開關管工作“死區”

在[t₃～t₄]期間，如圖4e所示，由於變壓器漏感和飽和電感的作用，變壓器的原邊電流很小，幾乎開路。阻斷電容電壓不變，快恢復整流二極體全部導通，變壓器原、副邊電壓為零，換流電感的電流基本不變。

在下半個工作周期，首先VT₂和VT₃零電流開通，然後超前臂開關管VT₂零電壓關斷，接著VT₃零電流關斷，死區階段之後VT₁和VT₄同時零電流開通，工作過程與上半周期相同。

當負載輸出電流I_o大於設定值I_G且電流連續時，開關K₀斷開，系統的軟開關工作過程分析與帶電感時相同，只是換流電感不工作。I_G的大小取決於超前臂電容充放電狀況，即要保證超前臂開關管開通之前其兩端並聯的電容電壓為零。

（5）半橋式逆變工作模態

在負載輕載的情況下，超前臂開關管關斷。超前臂電容和滯後臂開關管組成半橋式電路，實現功率的微調。在半橋式工作模態下，由於飽和電感的電流開關作用和阻斷電容對原邊電流的衰減作用，滯後臂開關器件仍為零電流開關。

由此可見，基於不對稱移相PWM控制策略的改進型逆變器，能夠在全功率範圍內實現功率開關器件的軟開關。

《光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器及其控制方法》中TMS320F2812是TI公司推出的32位數位訊號處理器，專門為工業自動化、電力電子控制而設計，其處理能力可達到150MIPS。晶片內部包含兩個事件管理器EVA和EVB模組，每個事件管理器包括2個通用定時器、3個全比較單元、8路PWM輸出、3個捕獲單元（蘇奎峰，呂強.TMS320F2812原理與開發[M].北京：電子工業出版社，2005.）。

利用DSP實現移相PWM波形的常用方法：2010年12月前，利用DSP實現移相PWM控制方法包括修改計數器初值法，硬體添加法。修改計數器初值法（KimE.S.，Kim T.J.，ByunY.B.，KooT.G.High power full-bridge DC/DC converter using digital-to-phase-shift PWM circuit[J].Institute of Electrical and Electronics EngineersInc.，2001，1：221-225.），即先設T1CNT初值為x₀，T3CNT初值設為0，通過控制算法計算移相角並根據移相角修改x₀的值來實現移相PWM控制，該方法需要利用兩個事件管理器。硬體添加法，主要有DSP+CPLD法（陳剛，張勇，王瑞，馬鐵軍.基於DSP的逆變點焊電源移相PWM控制研究[J].電焊機，2006，36（9）：22-25.）和DSP+D觸發器法（Eun-SooKim，Tae-Jin Kim，Young-BokByun，Tae-Geun Koo.High power ful lbridge DC/DC convener using digital-to-phase-shift PWM circuit[R].IEEEAPEC2002.），前者由DSP產生兩路可以移相的脈衝信號，通過CPLD對相應的控制脈衝信號反相得到另兩路控制信號；後者採用DSP晶片和外加多個D觸發器產生移相脈衝信號。可見，硬體添加法需要添加更加複雜的電路，實現過程較麻煩。

《光伏高頻隔離升壓軟開關DC/DC變換器及其控制方法》利用定時器比較功能實現移相PWM，據改進型軟開關逆變器的工作原理，給出了一種基於TMS320F2812的不對稱移相PWM控制方案，如圖5a、圖5b所示。

它是利用定時器比較中斷功能實現逆變器軟開關工作所需的四路移相PWM控制信號。首先選擇比較單元的互補輸出U_g1、U_g2作為超前臂的驅動信號，U_g3、U_g4作為滯後臂的驅動信號。然後設定通用定時器T₁的計數方式為連續減計數模式，死區控制暫存器DBTCONA設定所需要的死區時間，周期暫存器裝入所需要PWM載波周期的值n₀，COMCONA暫存器使能比較操作，使能完全比較器。在調製過程中n₀保持不變，並設定CMPR1＝n₁，CMPR2＝n₂，在PWM周期中斷中，改變n₁和n₂值以調整PWM移相控制信號的占空比。

在忽略死區時間情況下，不對稱移相PWM控制信號的具體實現方法如下：

（1）正常輸出功率範圍內，令暫存器CMPR2的值n₂等於周期暫存器數值n₀，即n₂＝n₀。此時，滯後臂上下兩隻功率器件互補導通。改變n₁值（n₁≤n₀）可實現超前臂導通脈寬0°～180°變化，從而實現輸出功率調節。當n₁＝n₀時超前臂關斷；當n₁＝0時，超前臂上下兩個功率器件各導通180°，輸出功率達到最大。

（2）輸出功率由空載或輕載增加過程：首先，先令比較暫存器CMPR1的值等於周期暫存器的值，即n₁＝n₀超前臂關斷，調節滯後臂暫存器的值n₂從n₀逐漸減小，滯後臂導通脈寬逐漸增加。當暫存器CMPR2的值n₂等於0時，滯後臂脈寬達到最大。隨著輸出功率的增加，逐漸減少CMPR1的值n₁，超前臂脈寬逐漸變寬，直到n₁＝0，達到最大導通脈寬。

（3）輸出功率由滿載或重載到空載減小過程，比較暫存器數值變化與過程（2）反方向變化。先增加CMPR1的值n₁，當n₁＝n₀後再增加CMPR2的值n₂直到n₂＝n₀，此時所有功率器件完全關斷。

由此可見，在實現不對稱四路移相PWM信號產生過程中，只需一個事件管理器產生，而不需添加任何硬體，因而提高了系統可靠性。

圖6a、圖6b為PWM信號的脈衝變壓器驅動波形，開關頻率20千赫，死區時間t＝4微秒。

全橋模式工作的驅動信號如圖6a所示，U_g1和U_g2脈寬調製改變輸出功率，而U_g3和U_g4脈衝寬度為最大不變。半橋式工作的驅動信號如圖6b所示，U_g1和U_g2全為零電平，即超前臂已關斷；U_g3和U_g4脈寬調製改變輸出功率。

試驗測試結果：

全橋DC/DC變換器由三相380VAC交流電經調壓整流後得到輸入電壓200-300VDC進行實驗。輸出電壓600～700VDC連續可調，開關頻率20千赫，功率10千瓦。開關管VT₁～VT₄採用EUPEC公司的IGBT功率模組型號為BSM200GB60DLC，快恢復整流二極體採用APT30D100K。

超前臂與滯後臂的軟開關工作波形如圖7a～c所示，U_g1，U_g4分別超前臂和滯後臂驅動電壓波形；曲線i_p為變壓器原邊電流波形；曲線U_ce1，U_ce4分別為超前臂功率器件電壓和滯後臂功率器件電壓波形，U_o為輸出電壓波形；曲線v_cb為變壓器原邊串聯阻斷電容電壓波形；曲線i_Lc為換流電感的電流波形。

由圖7a可以看出，超前臂V_T1開通時刻電流為零，關斷時變壓器的原邊電流給超前臂並聯的電容充電，電容的初始電壓為零，因此V_T1為零電壓關斷。圖7b可以看出滯後臂V_T4開通和關斷時刻，變壓器的原邊電流為零，因此滯後臂為零電流開關。圖7c可以看出輕載時半橋式逆變工作模式下，滯後臂功率開關器件仍為零電流開通、零電流關斷。由於超前臂並聯的電容容量較小，變壓器的原邊電流i_p變化不大呈三角波。

在空載或輕載工況下可滿足逆變器軟開關要求，但由於電焊機的輔助電感工況與光伏發電中的工況有明顯不同：（1）帶換流電感的變壓器繞組匝數與二次整流繞組匝數相同，二者可以共用，而本系統不能共用，兩者匝數不相同；（2）電焊機中的換流電感不能斷開，而所申請光伏發電系統的換流電感與開關K₀串聯，當電流連續時開關K₀斷開。

（1）開關K₀的必要性：

變壓器的換流電感電流（較大）：一方面，線圈銅損和磁芯磁滯損耗增加，另一方面，變壓器原邊電流增加，引起功率開關器件通態損耗增加。

（2）開關K₀的選擇：

當輸出電流連續的情況下，超前臂電容換流完全，開關K₀斷開，可消除換流電感引起的無為損耗。由於光伏電池特性決定的輸出功率變化速度較慢（秒級），該開關採用電子繼電器，由控制板根據輸出電流的情況進行控制。

（3）輸出端交叉箝位緩衝電路必要性論證

兩個輸出整流串聯，提高輸出電壓以滿足三相光伏併網所需的高直流電壓（約700伏），可以有效降低對輸出快恢復整流二極體的耐壓。為抑制二極體D₁～D₈反向恢復階段由於其結電容與線路電感高頻振盪引起的電壓尖峰，常採用RCD吸收迴路如圖8。為不影響系統的正常工作，該電容電壓應剛好控制在二極體電壓安全工作區800伏（額定電壓為1200伏的快恢復二極體）為佳。每個開關周期C_f1吸收的高頻振盪能量應及時釋放，以免電壓持續增加損壞二極體。圖8所示，電阻R₁位於電容C_f1和輸出電容C₀₁之間，R₁*C_f1的充放電頻率為開關頻率的2倍。

單個輸出整流器輸出電壓為：0.5U_o＝0.5*700＝350伏。

因此，緩衝電容電壓變化為：dU＝800-350＝450伏。

則緩衝電容充放電功率為：P_c＝1/2*C*dU^2*2*f＝k*C*dU^2。

可見放電電阻功率為：P_r＝P_c＝k*C*dU^2。

為保證二極體D₁～D₈的峰值電壓工作在安全工作區，又降低電阻R₁和R₂的功耗，需減少電容電壓波動範圍，提出了交叉箝位連線方式如圖9所示。

電容電壓C_f兩端電壓波動範圍為：dU＝800-700＝100伏。

與交叉前比較，放電電阻功率比為：P_1r/P_2r＝450^2/100^2＝2025。

可見，功耗僅為兩個整流電路簡單串聯的二十分之一。

（4）電感L1和L2為耦合電感

電感L1和L2為耦合電感，兩者共用一個磁芯，濾波效果不變的情況下，有效減少了磁芯的數量，降低了系統成本和體積。

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