運算放大器

運算放大器（簡稱“運放”）是具有很高放大倍數的電路單元。在實際電路中，通常結合反饋網路共同組成某種功能模組。它是一種帶有特殊耦合電路及反饋的放大器。其輸出信號可以是輸入信號加、減或微分、積分等數學運算的結果。由於早期套用於模擬計算機中，用以實現數學運算，故得名“運算放大器”。運放是一個從功能的角度命名的電路單元，可以由分立的器件實現，也可以實現在半導體晶片當中。隨著半導體技術的發展，大部分的運放是以單晶片的形式存在。運放的種類繁多，廣泛套用於電子行業當中。

基本介紹

• 中文名：運算放大器
• 外文名：operationalamplifier 
• 簡稱：運放
• 主要參數：共模抑制、增益頻寬積等
• 屬性：具有很高放大倍數的電路單元
• 材質：真空管
• 誕生時間：1930年

發展史

第一個使用真空管設計的放大器大約在1930年前後完成，這個放大器可以執行加與減的工作。

運算放大器最早被設計出來的目的是將電壓類比成數字，用來進行加、減、乘、除的運算，同時也成為實現模擬計算機（analog computer）的基本建構方塊。然而，理想運算放大器的在電路系統設計上的用途卻遠超過加減乘除的計算。今日的運算放大器，無論是使用電晶體（transistor）或真空管（vacuum tube）、分立式（discrete）元件或積體電路（integrated circuits）元件，運算放大器的效能都已經逐漸接近理想運算放大器的要求。早期的運算放大器是使用真空管設計，當前則多半是積體電路式的元件。但是如果系統對於放大器的需求超出積體電路放大器的需求時，常常會利用分立式元件來實現這些特殊規格的運算放大器。

1960年代晚期，仙童半導體（Fairchild Semiconductor）推出了第一個被廣泛使用的積體電路運算放大器，型號為μA709，設計者則是鮑伯·韋勒（Bob Widlar）。但是709很快地被隨後而來的新產品μA741取代，741有著更好的性能，更為穩定，也更容易使用。741運算放大器成了微電子工業發展歷史上一個獨一無二的象徵，歷經了數十年的演進仍然沒有被取代，很多積體電路的製造商至今仍然在生產741。直到今天μA741仍然是各大學電子工程系中講解運放原理的典型教材。

原理

運放如圖有兩個輸入端a（反相輸入端），b（同相輸入端）和一個輸出端o。也分別被稱為倒向輸入端非倒向輸入端和輸出端。當電壓U-加在a端和公共端（公共端是電壓為零的點，它相當於電路中的參考結點。）之間，且其實際方向從a 端高於公共端時，輸出電壓U實際方向則自公共端指向o端，即兩者的方向正好相反。當輸入電壓U+加在b端和公共端之間，U與U+兩者的實際方向相對公共端恰好相同。為了區別起見，a端和b 端分別用"-"和"+"號標出，但不要將它們誤認為電壓參考方向的正負極性。電壓的正負極性應另外標出或用箭頭表示。反轉放大器和非反轉放大器如下圖：

運算放大器

運算放大器

一般可將運放簡單地視為：具有一個信號輸出連線埠（Out）和同相、反相兩個高阻抗輸入端的高增益直接耦合電壓放大單元，因此可採用運放製作同相、反相及差分放大器。

運放的供電方式分雙電源供電與單電源供電兩種。對於雙電源供電運放，其輸出可在零電壓兩側變化，在差動輸入電壓為零時輸出也可置零。採用單電源供電的運放，輸出在電源與地之間的某一範圍變化。

運放的輸入電位通常要求高於負電源某一數值，而低於正電源某一數值。經過特殊設計的運放可以允許輸入電位在從負電源到正電源的整個區間變化，甚至稍微高於正電源或稍微低於負電源也被允許。這種運放稱為軌到軌（rail-to-rail）輸入運算放大器。

運算放大器的輸出信號與兩個輸入端的信號電壓差成正比，在音頻段有：輸出電壓=A0（E1-E2），其中，A0 是運放的低頻開環增益（如 100dB，即 100000 倍），E1 是同相端的輸入信號電壓，E2 是反相端的輸入信號電壓。

分類

按照集成運算放大器的參數來分，集成運算放大器可分為如下幾類。

通用型

通用型運算放大器就是以通用為目的而設計的。這類器件的主要特點是價格低廉、產品量大面廣，其性能指標能適合於一般性使用。例μA741（單運放）、LM358（雙運放）、LM324（四運放）及以場效應管為輸入級的LF356都屬於此種。它們是目前套用最為廣泛的集成運算放大器。

運算放大器

高阻型

這類集成運算放大器的特點是差模輸入阻抗非常高，輸入偏置電流非常小，一般rid>1GΩ~1TΩ，IB為幾皮安到幾十皮安。實現這些指標的主要措施是利用場效應管高輸入阻抗的特點，用場效應管組成運算放大器的差分輸入級。用FET作輸入級，不僅輸入阻抗高，輸入偏置電流低，而且具有高速、寬頻和低噪聲等優點，但輸入失調電壓較大。常見的集成器件有LF355、LF347（四運放）及更高輸入阻抗的CA3130、CA3140等。

低溫漂型

在精密儀器、弱信號檢測等自動控制儀表中，總是希望運算放大器的失調電壓要小且不隨溫度的變化而變化。低溫漂型運算放大器就是為此而設計的。當前常用的高精度、低溫漂運算放大器有OP07、OP27、AD508及由MOSFET組成的斬波穩零型低漂移器件ICL7650等。

高速型

在快速A/D和D/A轉換器、視頻放大器中，要求集成運算放大器的轉換速率SR一定要高，單位增益頻寬BWG一定要足夠大，像通用型集成運放是不能適合於高速套用的場合的。高速型運算放大器主要特點是具有高的轉換速率和寬的頻率回響。常見的運放有LM318、μA715等，其SR=50~70V/us,BWG>20MHz。

低功耗型

由於電子電路集成化的最大優點是能使複雜電路小型輕便，所以隨著攜帶型儀器套用範圍的擴大，必須使用低電源電壓供電、低功率消耗的運算放大器相適用。常用的運算放大器有TL-022C、TL-060C等，其工作電壓為±2V~±18V，消耗電流為50~250μA。目前有的產品功耗已達μW級，例如ICL7600的供電電源為1.5V，功耗為10mW，可採用單節電池供電。

運算放大器

高壓大功率型

運算放大器的輸出電壓主要受供電電源的限制。在普通的運算放大器中，輸出電壓的最大值一般僅幾十伏，輸出電流僅幾十毫安。若要提高輸出電壓或增大輸出電流，集成運放外部必須要加輔助電路。高壓大電流集成運算放大器外部不需附加任何電路，即可輸出高電壓和大電流。例如D41集成運放的電源電壓可達±150V，μA791集成運放的輸出電流可達1A。

可程式控制型

在儀器儀表得使用過程中都會涉及到量程得問題.為了得到固定電壓得輸出，就必須改變運算放大器得放大倍數.例如：有一運算放大器得放大倍數為10倍，輸入信號為1mv時，輸出電壓為10mv,當輸入電壓為0.1mv時，輸出就只有1mv，為了得到10mv就必須改變放大倍數為100。程控運放就是為了解決這一問題而產生的。例如PGA103A，通過控制1,2腳的電平來改變放大的倍數。

參數

共模輸入電阻

該參數表示運算放大器工作線上性區時，輸入共模電壓範圍與該範圍內偏置電流的變化量之比。

直流共模抑制

該參數用於衡量運算放大器對作用在兩個輸入端的相同直流信號的抑制能力。

交流共模抑制

CMRAC用於衡量運算放大器對作用在兩個輸入端的相同交流信號的抑制能力，是差模開環增益除以共模開環增益的函式。

增益頻寬積

增益頻寬積是一個常量，定義在開環增益隨頻率變化的特性曲線中以-20dB/十倍頻程滾降的區域。

輸入偏置電流

該參數指運算放大器工作線上性區時流入輸入端的平均電流。

偏置電流溫漂

該參數代表輸入偏置電流在溫度變化時產生的變化量。TCIB通常以pA/°C為單位表示。

輸入失調電流

該參數是指流入兩個輸入端的電流之差。

輸入失調電流溫漂（TCIOS)

該參數代表輸入失調電流在溫度變化時產生的變化量。TCIOS通常以pA/°C為單位表示。

差模輸入電阻

該參數表示輸入電壓的變化量與相應的輸入電流變化量之比，電壓的變化導致電流的變化。在一個輸入端測量時，另一輸入端接固定的共模電壓。

輸出阻抗

該參數是指運算放大器工作線上性區時，輸出端的內部等效小信號阻抗。

輸出電壓擺幅

該參數是指輸出信號不發生箝位的條件下能夠達到的最大電壓擺幅的峰峰值，VO一般定義在特定的負載電阻和電源電壓下。

功耗

表示器件在給定電源電壓下所消耗的靜態功率，Pd通常定義在空載情況下。

運算放大器

電源抑制比

該參數用來衡量在電源電壓變化時運算放大器保持其輸出不變的能力，PSRR通常用電源電壓變化時所導致的輸入失調電壓的變化量表示。

轉換速率

該參數是指輸出電壓的變化量與發生這個變化所需時間之比的最大值。SR通常以V/µs為單位表示，有時也分別表示成正向變化和負向變化。

電源電流

該參數是在指定電源電壓下器件消耗的靜態電流，這些參數通常定義在空載情況下。

單位增益頻寬

該參數指開環增益大於1時運算放大器的最大工作頻率。

輸入失調電壓

該參數表示使輸出電壓為零時需要在輸入端作用的電壓差。

輸入失調電壓溫漂（TCVOS)

該參數指溫度變化引起的輸入失調電壓的變化，通常以µV/°C為單位表示。

輸入電容

CIN表示運算放大器工作線上性區時任何一個輸入端的等效電容（另一輸入端接地）。

輸入電壓範圍

該參數指運算放大器正常工作（可獲得預期結果）時，所允許的輸入電壓的範圍，VIN通常定義在指定的電源電壓下。

輸入電壓噪聲密度（eN)

對於運算放大器，輸入電壓噪聲可以看作是連線到任意一個輸入端的串聯噪聲電壓源，eN通常以 nV / 根號Hz 為單位表示，定義在指定頻率。

輸入電流噪聲密度（iN)

對於運算放大器，輸入電流噪聲可以看作是兩個噪聲電流源，連線到每個輸入端和公共端，通常以 pA / 根號Hz 為單位表示，定義在指定頻率。

理想運算放大器參數：差模放大倍數、差模輸入電阻、共模抑制比、上限頻率均無窮大；輸入失調電壓及其溫漂、輸入失調電流及其溫漂，以及噪聲均為零。

套用

運算放大器是用途廣泛的器件，接入適當的反饋網路，可用作精密的交流和直流放大器、有源濾波器、振盪器及電壓比較器。

測量

運算放大器是差分輸入、單端輸出的極高增益放大器，常用於高精度模擬電路，因此必須精確測量其性能。但在開環測量中，其開環增益可能高達107或更高，而拾取、雜散電流或塞貝克（熱電偶）效應可能會在放大器輸入端產生非常小的電壓，這樣誤差將難以避免。

通過使用伺服環路，可以大大簡化測量過程，強制放大器輸入調零，使得待測放大器能夠測量自身的誤差。圖1顯示了一個運用該原理的多功能電路，它利用一個輔助運放作為積分器，來建立一個具有極高直流開環增益的穩定環路。開關為執行下面所述的各種測試提供了便利。圖1所示電路能夠將大部分測量誤差降至最低，支持精確測量大量直流和少量交流參數。附加的“輔助”運算放大器無需具有比待測運算放大器更好的性能，其直流開環增益最好能達到106或更高。如果待測器件（DUT）的失調電壓可能超過幾mV，則輔助運放應採用±15 V電源供電（如果DUT的輸入失調電壓可能超過10 mV，則需要減小99.9 kΩ電阻R3的阻值。）

圖1

DUT的電源電壓+V和–V幅度相等、極性相反。總電源電壓理所當然是2 × V。該電路使用對稱電源，即使“單電源”運放也是如此，因為系統的地以電源的中間電壓為參考。

作為積分器的輔助放大器在直流時配置為開環（最高增益），但其輸入電阻和反饋電容將其頻寬限制為幾Hz。這意味著，DUT輸出端的直流電壓被輔助放大器以最高增益放大，並通過一個1000:1衰減器施加於DUT的同相輸入端。負反饋將DUT輸出驅動至地電位。（事實上，實際電壓是輔助放大器的失調電壓，更精確地說是該失調電壓加上輔助放大器的偏置電流在100 kΩ電阻上引起的壓降，但它非常接近地電位，因此無關緊要，特別是考慮到測量期間此點的電壓變化不大可能超過幾mV）。

測試點TP1上的電壓是施加於DUT輸入端的校正電壓（與誤差在幅度上相等）的1000倍，約為數十mV或更大，因此可以相當輕鬆地進行測量。

理想運算放大器的失調電壓（Vos）為0，即當兩個輸入端連在一起並保持中間電源電壓時，輸出電壓同樣為中間電源電壓。現實中的運算放大器則具有幾微伏到幾毫伏不等的失調電壓，因此必須將此範圍內的電壓施加於輸入端，使輸出處於中間電位。

圖2給出了最基本測試——失調電壓測量的配置。當TP1上的電壓為DUT失調電壓的1000倍時，DUT輸出電壓處於地電位。理想運算放大器具有無限大的輸入阻抗，無電流流入其輸入端。但在現實中，會有少量“偏置”電流流入反相和同相輸入端（分別為Ib–和Ib+），它們會在高阻抗電路中引起顯著的失調電壓。根據運算放大器類型的不同，這種偏置電流可能為幾fA(1 fA = 10–15 A，每隔幾微秒流過一個電子）至幾nA；在某些超快速運算放大器中，甚至達到1 - 2 μA。圖3顯示如何測量這些電流。該電路與圖2的失調電壓電路基本相同，只是DUT輸入端增加了兩個串聯電阻R6和R7。這些電阻可以通過開關S1和S2短路。當兩個開關均閉合時，該電路與圖2完全相同。當S1斷開時，反相輸入端的偏置電流流入Rs，電壓差增加到失調電壓上。通過測量TP1的電壓變化（=1000 Ib–×Rs），可以計算出Ib–。同樣，當S1閉合且S2斷開時，可以測量Ib+。如果先在S1和S2均閉合時測量TP1的電壓，然後在S1和S2均斷開時再次測量TP1的電壓，則通過該電壓的變化可以測算出“輸入失調電流”Ios，即Ib+與Ib–之差。R6和R7的阻值取決於要測量的電流大小。

圖2

圖3

如果Ib的值在5 pA左右，則會用到大電阻，使用該電路將非常困難，可能需要使用其它技術，牽涉到Ib給低泄漏電容（用於代替Rs）充電的速率。

當S1和S2閉合時，Ios仍會流入100 Ω電阻，導致Vos誤差，但在計算時通常可以忽略它，除非Ios足夠大，產生的誤差大於實測Vos的1%。

運算放大器的開環直流增益可能非常高，107以上的增益也並非罕見，但250，000到2，000，000的增益更為常見。直流增益的測量方法是通過S6切換DUT輸出端與1 V基準電壓之間的R5，迫使DUT的輸出改變一定的量（圖4中為1 V，但如果器件採用足夠大的電源供電，可以規定為10 V）。如果R5處於+1 V，若要使輔助放大器的輸入保持在0附近不變，DUT輸出必須變為–1 V。TP1的電壓變化衰減1000:1後輸入DUT，導致輸出改變1 V，由此很容易計算增益（= 1000 × 1 V/TP1）。

圖4

為了測量開環交流增益，需要在DUT輸入端注入一個所需頻率的小交流信號，並測量相應的輸出信號（圖5中的TP2）。完成後，輔助放大器繼續使DUT輸出端的平均直流電平保持穩定。

圖5中，交流信號通過10，000:1的衰減器施加於DUT輸入端。對於開環增益可能接近直流值的低頻測量，必須使用如此大的衰減值。（例如，在增益為1，000，000的頻率時，1 V rms信號會將100 μV施加於放大器輸入端，放大器則試圖提供100 V rms輸出，導致放大器飽和。）因此，交流測量的頻率一般是幾百Hz到開環增益降至1時的頻率；在需要低頻增益數據時，應非常小心地利用較低的輸入幅度進行測量。所示的簡單衰減器只能在100 kHz以下的頻率工作，即使小心處理了雜散電容也不能超過該頻率。如果涉及到更高的頻率，則需要使用更複雜的電路。運算放大器的共模抑制比（CMRR）指共模電壓變化導致的失調電壓視在變化與所施加的共模電壓變化之比。在DC時，它一般在80 dB至120 dB之間，但在高頻時會降低。

圖5

測試電路非常適合測量CMRR（圖6）。它不是將共模電壓施加於DUT輸入端，以免低電平效應破壞測量，而是改變電源電壓（相對於輸入的同一方向，即共模方向），電路其餘部分則保持不變。在圖6所示電路中，在TP1測量失調電壓，電源電壓為±V（本例中為+2.5 V和–2.5 V），並且兩個電源電壓再次上移+1 V（至+3.5 V和–1.5 V）。失調電壓的變化對應於1 V的共模電壓變化，因此直流CMRR為失調電壓與1 V之比。

圖6

CMRR衡量失調電壓相對於共模電壓的變化，總電源電壓則保持不變。電源抑制比（PSRR）則相反，它是指失調電壓的變化與總電源電壓的變化之比，共模電壓保持中間電源電壓不變（圖7）。所用的電路完全相同，不同之處在於總電源電壓發生改變，而共模電平保持不變。本例中，電源電壓從+2.5 V和–2.5 V切換到+3 V和–3 V，總電源電壓從5 V變到6 V。共模電壓仍然保持中間電源電壓。計算方法也相同（1000 × TP1/1 V）。

圖7

為了測量交流CMRR和PSRR，需要用電壓來調製電源電壓，如圖8所示。DUT繼續在直流開環下工作，但確切的增益由交流負反饋決定（圖中為100倍）。為了測量交流CMRR，利用幅度為1 V峰值的交流電壓調製DUT的正負電源。兩個電源的調製同相，因此實際的電源電壓為穩定的直流電壓，但共模電壓是2V峰峰值的正弦波，導致DUT輸出包括一個在TP2測量的交流電壓。

圖8

如果TP2的交流電壓具有x V峰值的幅度（2x V峰峰值），則折合到DUT輸入端（即放大100倍交流增益之前）的CMRR為x/100 V，並且CMRR為該值與1 V峰值的比值。

交流PSRR的測量方法是將交流電壓施加於相位相差180°的正負電源，從而調製電源電壓的幅度（本例中同樣是1 V峰值、2 V峰峰值），而共模電壓仍然保持穩定的直流電壓。計算方法與上一參數的計算方法非常相似。

總結

當然，運算放大器還有許多其它參數可能需要測量，而且還有多種其它方法可以測量上述參數，但正如本文所示，最基本的直流和交流參數可以利用易於構建、易於理解、毫無問題的簡單基本電路進行可靠測量。