直流穩壓電源報告

電子設備一般都需要直流電源供電。這些直流電除了少數直接利用乾電池和直流發動機外，大多數是採用交流電（市電）轉變為直流電的直流穩壓電源。

基本介紹

• 中文名：直流穩壓電源報告
• 核心電壓：Atmega128
• 步進電壓：0.5V
• 輸出電壓：30V到35V

摘要

本系統以Atmega128為核心電壓可預置，步進電壓為0.5V，輸出電壓範圍是30V到35V，輸出電流範圍為0到7A。可顯示預置電壓，實測電壓，實測電流。該系統主要由單片機最小系統，PWM信號控制晶片SG3525，開關電源半橋變換電路，光藕反饋電路組成。系統通過鍵盤將預置電壓值送給SG3525形成閉環反饋電路，通過採樣康銅絲上的電壓間接推算出電流並通過12864液晶顯示。本系統具有調整速度快，精度高，電壓調整率低，效率高，無需另加輔助電壓板，輸出紋波小等優點。

[關鍵字]: Atmega128單片機；SG3525；開關電源；光藕反饋；12864液晶

[Abstract]: For this system to Atmega128 core voltage can bepreset,stepping voltage of 0.5V output voltage range of 30V to 35V,output current is 0 to 7A,This system can display preset voltage,messured voltage and current.The system mainly by the smallest SCM system,SG3525 chip PWM control signal,power switch of half-brige circuit,and photo coupler reaction circuit.Through the keyboard preset voltage SG3525 give a closed-loop feedback loop,sampling the voltage copper wire Kang indirectly current and projected that.The system has adjusted speed,high precision,low voltage adjustment,the adjusted rates low load,high effencicy,no need power supply plus a plate,the advantages of small output ripple.

[Keywords]: Atmega128MCU;SG3525;power swith;photo coupler;12864LCD

比較

1 方案論證與比較

1.1 DC-DC主迴路拓撲的方案選擇

DC-DC變換分為隔離式和非隔離式兩種。輸入和輸出選擇隔離式比較安全，而且在本設計中所要求的輸出功率已經達到了200多瓦，不適合採用非隔離方式，所以我們採用了隔離的方式。具體有以下幾種方案：

方案一：單端反激電路。

採用單端反激電路，由兩個電晶體組成單端變換器形式的開關電源，當電晶體VT1導通的時候，初級電感線圈中將儲存能量，然而當電晶體截止時初級電感線圈中儲存的能量通過次級線圈釋放給負載。在電晶體被輸入的脈衝信號導通的時候，輸入電壓U0全部加在高頻變壓器T1的初級電感線圈上，由於電晶體VD的反接，所以次級線圈中無電流通過；當電晶體VT1被截止，T1的次級線圈上的電壓反向，電晶體VD被導通，儲存在初級線圈中的能量就可以通過次級線圈釋放給負載。雖然單端反激電路能夠達到輸入和輸出部分的隔離，並且還可以輸出幾路電壓，不過單端反激式的實用輸出功率應小於150W，而我們所需要輸出的功率為200多瓦，所以在輸出功率上不能達到要求；對於高頻變壓器而言磁芯的利用率不高，磁偏現象嚴重；在單端反激式方案中開關三級管承受的最大峰值電壓是線路工作電壓的2倍以上，超過了開關三級管的承受能力。因此我們並沒有採用此方案。

方案二：推挽式電路。

採用推挽式DC-DC轉換器方案，它是由兩個單端正激型DC-DC變換器疊加而成，因此它的輸出電壓是單個單端正激型DC-DC變換器輸出電壓的兩倍，並且在電晶體導通期間，高頻變壓器一次測得的線圈的電壓是輸入電壓的兩倍。

而電晶體會因變壓器磁芯飽和出現集電極電流尖峰而導致它損壞在推挽式DC-DC轉換器中，兩隻功率電晶體存儲時間往往不可能選得完全一樣，尤其是在工作溫度範圍內，所以功率電晶體的開關特性和飽和壓降不可能都一樣，這樣使得高頻變壓器的正負半周波形不一樣，從而產生單向偏磁現象，形成直流磁通，經過若干個周期之後，磁芯飽和，從而使得電晶體的集電極電流出現更大的尖峰，使電晶體的特性進一步的不平衡，到最後可能會擊穿電晶體。

方案三：全橋變換電路

採用全橋變換的DC-DC變換器電路，在此方案中，功率電晶體承受的最高電壓是輸入電壓的1/2，從而大大的降低了電晶體的消耗，較前面的單端反激和推挽式來說更為理想，不過全橋變換電路中必須採用四個功率電晶體，增大了電路的元件投入成本，並且在每次的切換中，位於對角線的功率電晶體必須同時開啟和關閉，但是由於他們所處的電位不同，所以每隻功率電晶體要外加隔離驅動電路，然而這樣就增加了電路的複雜度，因此放棄此方案。

方案四：半橋變換電路

採用半橋DC-DC轉換器電路，此電路是由兩隻容量和耐壓值都相同的電容C1、C2，以及兩隻特性相同的電晶體VT1、VT2組成電橋，輸入電壓U1加在電橋一對角線的兩端點上，而高頻變壓器的初級線圈則是接在電橋的另外一對角線上的兩端點上，次級線圈的繞發和推挽式及全橋變換電路一樣。

採用這樣的電路可以使高頻變壓器的利用率提高，因為在高頻變壓器工作時它的初級線圈輸出的正負半周期都工作，故變壓器的利用率大大地提高；當電晶體VT1導通、VT2截止時，若忽略不計VT1的管壓降，則加於電晶體VT2集—射間的電壓就等於電源的輸入電壓。同理，VT1截止，VT2導通時，電晶體VT1集—射間的電壓也等於電源的輸入電壓。因此，隔離型半橋DC-DC變換器僅需要電壓大於400V的電晶體就可以構成電網電壓為220V的無工頻變壓器的DC-DC變換器。

根據上面的方案分析，我們採用方案四作為DC-DC主迴路方案的選擇。

1.2 控制方法的方案選擇

方案一：採用單片機產生PWM波控制開關的導通和截止，根據A/D後的反饋電壓來控制占空比的大小，使輸出電壓穩定在設定值。負載電流在康銅絲上的取樣之後經A/D輸入單片機，當該電壓值達到一定值時關閉開關管，形成過流保護。該方案主要由軟體實現，控制算法比較複雜，速度慢，輸出電壓穩定性不好，若想實現自動恢復，實現起來比較複雜。並且使用此方案占用大量CPU資源，輸出的PWM的電壓太低，電流太小，不能使開關管很快的導通和截止。

方案二：採用恆頻脈寬調製控制晶片SG3525，該晶片的工作頻率為100—400KHZ，內有5.1V的基準電壓，死區時間可以通過外接放電電阻進行調整，輸出極的拉灌電流為200mA，驅動能力較強。晶片內部有兩個誤差比較器，一個電壓比較器和一個電流比較器。電流比較器可用於過流保護，電壓比較器可設定為閉環控制，調整速度快，能夠達到我們的要求，因此我們採用方案二。

2 系統設計

2.1 整體設計

單片機通過控制鍵盤來控制電壓的步進，通過SG3525產生PWM信號經過LC整流之後將輸出電壓值與預置電壓進行比較，在SG3525內部的電壓誤差放大器來產生一個高低電平來調整輸出電壓的變化，反覆的調整使輸出電壓達到預設的電壓值。

220V的交流經過整流濾波得到300V的直流電壓，再通過開關變壓器的作用將300V的直流轉化為交流電壓，開關變壓器則是由開關管控制，使再次轉化的交流電整流濾波得到12V和36V的直流電壓，36V的電壓則是給單片機供電，而36V的直流電壓一部分給DC-DC，另一部分則是輸出給負載，然後通過光耦將負載的輸出電壓進行採集並且將其反饋給單片機和DC-DC系統，調節單片機和DC-DC就可以調節輸出電壓使其達到預設值。

2.2 單元電路設計

2.2.1 硬體核心電路

2.2.2 單片機最小系統

該系統為單片機Atmega128的最小系統，單片機產生一個電信號交給SG3525使產生PWM波，然後通過LC整流之後輸出直流電壓與預定的電壓進行比較，將輸出的電壓通過光耦反饋給單片機進行處理。

2.2.3 DC-DC主迴路部分

採用半橋DC-DC轉換器電路，此電路是由兩隻容量和耐壓值都相同的電容C1、C2，以及兩隻特性相同的電晶體VT1、VT2組成電橋，輸入電壓U1加在電橋一對角線的兩端點上，而高頻變壓器的初級線圈則是接在電橋的另外一對角線上的兩端點上，次級線圈的繞發和推挽式及全橋變換電路一樣。採用這樣的電路可以使高頻變壓器的利用率提高，因為在高頻變壓器工作時它的初級線圈輸出的正負半周期都工作，故變壓器的利用率大大地提高；當電晶體VT1導通、VT2截止時，若忽略不計VT1的管壓降，則加於電晶體VT2集—射間的電壓就等於電源的輸入電壓。同理，VT1截止，VT2導通時，電晶體VT1集—射間的電壓也等於電源的輸入電壓。因此，隔離型半橋DC-DC變換器僅需要電壓大於400V的電晶體就可以構成電網電壓為220V的無工頻變壓器的DC-DC變換器。

2.2.4 12864LCD顯示

由於在輸出端採樣時測得的反饋電壓為輸出電壓的十八分之一，即分壓為1.95V時輸出電壓為35V，分壓為1.67V時輸出電壓為30V，設計中採用10位A/D轉換精度為2.5mV（參考電壓為2.56V），直接輸出給SG3525提供參考電壓。為了降低功耗本設計採用12864LCD作為顯示即顯示採樣得到的各個採樣量。

2.3理論分析與參數計算

2.3.1 變壓器的選擇及參數設計

2.1.1 匝數的選擇

根據給定的參數：輸入電壓為180V-250V的交流，輸出電壓為30V-35V的直流，效率為85%，輸出的最大功率為200W，最大占空比0.4，工作頻率為50khz，即可計算出變壓器初級線圈和次級線圈的匝數。具體的計算如下： 最小輸出電壓 最大輸入電壓 對於半橋輸入功率 則線圈的平均電流 。通過得到的數據可以確定出初級線圈的匝數，由法拉第電磁感應原理得 則 匝，從而確定出次級線圈N2,由 即可確定出次級線圈的匝數N2=7匝。

2.1.2 磁芯的選擇

磁芯的確定即確定它的大小和種類，由變壓器的功率來選擇磁芯的大小，一般來說，磁芯選擇的越大越好，而對於磁芯的種類的選擇則是根據頻率和最大磁飽和密度來決定，我們說採用的是高頻變壓器而它對應的磁飽和密度為0.16T，頻率為50hz，所以根據查表分析，最終我們選擇ETD44的鐵氧體磁芯。

2.1.3 線徑的選擇

對於我們所使用的高頻變壓器來說線徑的選擇是比較重要的，通常我們在選擇變壓器的線徑的時候都是根據經驗，因此本設計中所採用的變壓器線徑為 而實際中銅絲的直徑與集膚深度(d)有關，集膚深度(d)即：導體中電流密度減少到導體截面表層密度的1/e處的深度。而 其中f是題中所給的工作頻率，銅絲的直徑則需小於集膚深度，才能夠使線徑充分使用，當銅絲線徑（ ）大於集膚深度時，則通過多股線圈的方式來增大集膚深度。

2.3.2 效率的分析

由於題目要求DC/DC轉換器都只能由Uin連線埠供電，不能另加輔助電源，所以單片機及一些外圍電路消耗功率要儘可能的低。為此，在本系統中單片機採用低功耗單片機Atmega128，該系統集成了10位8通道的ADC減少了A/D和D/A的功耗。提高效率主要是要降低變換器的損耗，變換器的主要損耗為輸出整流二極體的損耗，兩個MOSFET損耗，還有磁芯漏磁損耗。對於整流二極體我們採用的是肖特基二極體，它具有很快的恢復能力，屬於低功耗、超高速半導體器件，通過它的電流為7A，而根據上面所求變壓器的匝數可以得出： 可以計算出輸出電壓為35V，則它的功耗 而開關管上面的壓降為1V，即可得到開關管上的功耗為：

2.3.4數字設定及顯示電路的設計

由於在輸出端採樣時測得的反饋電壓為輸出電壓的十八分之一，即分壓為1.95V時輸出電壓為35V，分壓為1.67V時輸出電壓為30V，設計中採用10位A/D轉換精度為2.5mV（參考電壓為2.56V），直接輸出給SG3525提供參考電壓。為了降低功耗本設計採用12864LCD作為顯示即顯示採樣得到的各個採樣量。

2.5 軟體設計

系統上電之後均處於未工作狀態，給SG3525晶片一個啟動電壓產生PWM信號輸出電壓值並顯示在LCD上面，將預置電壓與輸出電壓值進行比較，調整電壓值並送給SG3525使其產生PWM輸出電壓值，使LCD上面顯示輸出的實測電壓和實測電流值。

3 系統調試

調試過程分為三部分：硬體調試、軟體調試、軟硬體調試

3.1 硬體調試：

由於該系統的閉環控制主要由PWM晶片SG3525自動控制，單片機主要起輸出參考電壓，顯示等一些輔助作用，再者根據理論值進行元器件的選擇，由於精度和干擾的影響，往往得到的結果與理論分析值又有一定的偏差，因此硬體調試的難度很大。

3.2 軟體調試：

本系統的軟體程式完全由C51編寫，C語言編寫效率較高，但同時也存在一些缺點，比如嚴格定時比較困難。在調試的過程中採取的是置上向下的調試方法，單獨調試好每個模組，然後再連線成一個完整的調試系統。

3.3 軟硬連調

由於被系統軟硬體聯繫的不是很緊密，一般是軟體D/A輸出後就能直接和硬體相連進行工作，因此在軟硬體通調的話，系統的軟硬體調試難度不大。