分別預先給定主電機電流的上限值和下限值，將其與電動機電流的瞬時值比較，在其電流達到上限或下限值時，關斷或開通斬波器，稱為瞬時值反饋控制（Instantaneous feedback control）。
基本介紹
- 中文名：瞬時值反饋控制
- 外文名：Instantaneous feedback control
- 涉及學科：信息科學
- 套用：自動化
- 給定：主電機電流的上限值和下限值
- 通過：關斷或開通斬波器
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瞬時值反饋控制
採用晶閘管斬波器的車輛在加速時，為使其加速度恆定，需要進行恆流控制。
這種電流控制的方法是分別預先給定主電機電流的上限值和下限值，將其與電動機電流的瞬時值比較，在其電流達到上限或下限值時，關斷或開通斬波器，稱為瞬時值控制。
而檢測出主電機電流的平均值與給定值比較來控制斬波器的開通與關斷的方式稱為平均值控制。
瞬時值反饋控制和平均值反饋控制
瞬時值控制
這種方式如圖1所示，是預先給定電流脈動的上限和下限值，將其與電流瞬時值比較，控制新波器的開通與關斷的方式。
圖1：瞬時值控制方式原理圖
因而，這種直接控制電流脈動值的方式，套用在電氣車輛上具有不管車輛速度如何脈動率保持恆定的優點。另外，控制系統本身具有瞬時回響特性。
圖2：瞬時值控制方式原理圖
但是，因為把電流的脈動幅度
固定，所以斬波器頻率隨導通比α的變化發生大幅度地變化，因此，必須注意到有與驅動系統發生共振的頻率範圍這一問題。
平均值控制
這種方式的方框如圖3所示，電路中設定了給定斬波器工作頻率的振盪器和控制導通比的移相器，根據電流給定值和負載電流平均值的偏差，控制移相器的輸出。
圖3：平均值控制原理圖
比較
與瞬時值控制比較，回響速度稍差，但因為其工作頻率由振盪器決定，所以控制系統穩定易於製造。現在，一般都採用這種平均值控制方式。
圖4：平均值控制原理圖
逆變器電流瞬時值反饋控制
Buck型逆變器具有輸出電壓波形質量高、輸出容量大等優點，被廣泛套用於變頻電源、不問斷電源、新能源發電等場合。Buck型逆變器的控制策略對於系統靜態和動態性能、可靠性、負載能力和短路能力等方面起到了十分重要的作用。
逆變器的控制策略，主要包括基於系統模型的控制(線性PI、無差拍和滑模)、與系統模型無關的控制(神經網路、模糊控制)和混合控制(模糊滑模、模糊PI)3類。其中，基於系統模型的控制，其性能指標可通過模型得到，並易於設計。無差拍控制實質上是根據系統方程和狀態反饋實時地計算出本節拍所需要的輸出，系統動態回響快，但模型須相當精確。線性PI控制中的電流瞬時值控制技術，具有穩定性好、動態回響快和音頻衰減率大等優點，屬於平均電流型控制。
Buck型逆變器電流瞬時值反饋控制，包括電感電流瞬時值反饋控制與電容電流瞬時值反饋控制2種。
電路拓撲及其電流瞬時值控制策略
電流瞬時值控制差動正激直流斬波器型高頻環節逆變器的電路拓撲和控制策略，如圖5所示。該電路拓撲是由2個雙向功率流有源鉗位正激直流斬波器以輸入端並聯、輸出端反向串聯後，接LC濾波器構成。其中，u0為逆變器輸出電壓；iCF、iLF分別為輸出濾波電感電流、輸出濾波電容電流。圖5中，if分別iCF、iLF取的反饋，即構成了電感電流瞬時值反饋控制和電容電流瞬時值反饋控制。
圖5
電感電流與電容電流兩種瞬時值反饋控制Buck型逆變器的小信號模型如圖6所示。其中，Gui(s) 、Guc(s)分別為電流內環與電壓外環調節器，Up為單極性三角載波幅值，kif 、 kuf分別為電流內環與電壓外環反饋係數。
圖6：電流瞬時值反饋控制Buck型逆變器小信號模型
兩種電流瞬時值反饋控制方法比較
系統穩定性
將在功率和控制參數相同條件下來對比研究電感電流與電容電流瞬時值反饋控制策略。
在相同負載條件下，電感電流瞬時值反饋控制的Buck型逆變器更易於穩定;當逆變器空載時，穩定條件最為苛刻，2種控制逆變器的穩定條件相同。
外特性
獲得的傳遞函式幅值與輸入電壓關係曲線，如圖7、圖8所示。
圖7：(a)電感電流瞬時值反饋
圖8：(b)電容電流瞬時值反饋
可以看出，逆變器空載時，
對於電容電流瞬時值反饋控制，由於負載電流處於電流內環，若系統滿足
電壓外環控制對象Guc(s)大大削弱了負載電流對輸出電壓的影響，使得逆變器輸出電壓對負載電流變化不敏感，輸出外特性硬。
對於電感電流瞬時值反饋控制，要消除負載電流的影響，除滿足 外，還要滿足:
顯然2個條件不能同時滿足，故電感電流瞬時值反饋控制的逆變器，負載電流對輸出電壓影響較大。
電流瞬時值控制變頻調速系統
圖9：電流瞬時值控制變頻調速系統
電壓型逆變器是由直流電壓源供電的，電流型逆變器是由直流電流源供電的。逆變器的開關器件一般多採用全控型開關器件，直流迴路由二極體整流橋或蓄電池供電，並聯有大電容。逆變器中各開關器件V1～V6是由參考正弦電流信號iA，iB、ic與各相電流瞬時值信號ia、ib、ic分別進行比較所產生的差值繼電信號控制的，如圖9所示。
圖10：電流瞬時值控制時逆變器輸出電壓和電流波形
現在考慮A相電路，設V1導通，即繞組A接電源正端，電壓UA0為正，A相電流ia增加。
當ia大於iA的數值超過繼電元件滯環寬度△時，繼電元件動作，使V1關斷，V4導通(其間轉換要設定一定的封鎖時間，以防止直通)，於是uA0變負，ia下降。如此反覆通斷，使電機電流ia始終以滯環寬度為界跟蹤參考正弦電流iA變化。比較器和繼電元件的特性以及逆變器輸出電壓與電流波形如圖10所示。這樣電機電流瞬時值ia、ib、ic基波分量的幅值和頻率就分別與參考正弦電流信號iA、iB、iC的相同，亦即前者可以通過控制後者而改變。電機電流幅值僅與參考電流幅值有關而與負載阻抗以及電壓源內部的變化無關，因此就其實質來講，逆變器是作為電流源工作的。輸出電流緊緊跟蹤控制電流變化，故又稱電流跟蹤型或電流隨動型逆變器。
電機電流瞬時值峰一峰之間波紋的大小取決於滯環的寬度。如果滯環寬度取得比較小，則電流的諧波含量以及最大瞬時值都比較小，這會降低電機的發熱和額定值，減小電流脈動。特別是電流最大瞬時峰值低，對使用功率電晶體作開關器件很有利，因為電晶體允許的最大瞬時電流峰值與連續電流額定值之比較低，對採用普通晶閘管或門極可關斷晶閘管也有利，因為這可以減輕它們的換流負擔。但滯環寬度小，調製頻率就要高，又會受器件開通和關斷時間的限制。為了能有較高的調製頻率，應選用快速開關元件，如IGBT和VDMOS。凋制頻率還受逆變器換流電路允許的開關頻率和開關損耗以及電流檢測速度的限制。檢測實際電流用的電流感測器必須是具有很寬通頻帶的高性能感測器，例如高靈敏度的霍爾效應感測器。
在圖10所示的變頻調速系統中，轉差給定信號經函式變換器變換後得到電流給定信號，它作為參考正弦波幅值Usm以控制電流、磁通和轉矩；轉差頻率ω2與實際角頻率信號ω之和形成給定頻率信號ω1在這裡作為參考正弦波頻率給定信號ω1。參考正弦波發生器產生的基準正弦信號就通過繼電元件和電流瞬時值反饋來控制逆變器輸出的電流和頻率。系統轉差頻率內環使其具有上節所述轉差控制的優越性能。為了提高系統的動、靜態性能，在電流環的外面設定轉速環，並且轉速調節器採用PI調節器。
