微波傳輸技術

微波傳輸技術（Microwave Transmission Technology）指的是SDH微波傳送設備所採用的各種技術。

基本介紹

• 中文名：微波傳輸技術
• 外文名：MicrowaveTransmission Technology
• 所屬學科：通信
• 定義：SDH微波傳送設備所採用的各種技術

簡介

由於目前微波傳輸都採用SDH標準體系，由於SDH傳送方式的特點和構成，其所套用的技術與模擬微波和PDH微波通信系統有所不同。

高性能高速多狀態調製解調技術

微波是一種頻帶受限的傳輸媒質，必須在有限的頻帶內傳送儘可能高的比特率，其最有效的辦法就是採用高性能高速多狀態調製解調技術。但SDH傳送方式的特點決定了在傳送相同話路或相同的2Mbit/s數量時，SDH微波所需占用的比特率要比PDH微波需占用的比特率高11%~20%；也就是說，SDH微波所需要的調製狀態數要高。圖1說明SDH微波與PDH微波在相同波道間隔下，所需調製狀態數的區別。

圖1 SDH與PDH微波所需調製狀態數比較

註：CC(Co－Channel)：表示採用交叉極化干擾抵消技術實現交叉極化同波道傳送。

所選調製狀態數越多，系統對各種惡化因素更敏感，對元器件的要求越高，電路規模越大，對多徑衰落的影響也越敏感。

（1）SDH常用調製方式

圖2 ITU-R推薦採用的調製方式

圖2為ITU–R推薦採用的調製方式，表中(CC)表示採用交叉極化干擾抵消技術(XPIC)實現的交叉極化同波道傳送方式。在調製方式中，除常用的QAM(正交幅度調製)方式外，還有TCM(格線編碼調製)和MLCM(多級編碼調製)兩種方式。後兩者是將調製和編碼結合在一起的方式，其頻譜利用率和性能大致和QAM相當，可與QAM方式等同採用。我國現用的微波波道頻寬大多為29、29.65和40MHz三種。微波的傳送容量一般要比光纖少，為使微波在一個傳送頻段中總傳輸容量可與現有光纜容量接近(例如配置雙向八個波道)，要求在每個波道中傳送2×155Mbit/s。原郵電部在建和擬建的國家幹線微波均採用此方案。圖2中列出在波道間隔為29和29.65MHz的頻段，可傳送2×155Mbit/s的調製方式有128QAM(CC)和256QAM(CC)兩種；在波道間隔為40MHz的頻段，可傳送2×155Mbit/s的調製方式有32QAM(CC)、64QAM(CC)和512QAM三種。

（2）選擇調製方式的依據

選擇一個好的調製方式應從幾個方面來考慮:

① 頻譜利用率高。

② 能基本覆蓋4～11GHz中的任一頻段，電信網組織容易。

③ 性能價格比高。

④ 整機功耗小。

⑤ 可靠性高。

圖3列舉了誤比特率為10，每波道傳送2×155Mbit/s時常用調製方式的性能。表中的α和β為由所需線性係數決定的量。

圖3 各種調製方式的性能比較

針對以上的圖中參數需要作一些分析說明。

a．交叉極化同波道傳送

為了能在40MHz的頻寬內傳送2×155Mbit/s的容量，必須提高調製狀態數，如採用512QAM調製方式；與之相反，也可採用交叉極化同波道傳送的方式實現相同頻寬內傳送2×155Mbit/s的信號，只需採用低調製狀態如32QAM或64QAM就可以了。現已證明512QAM不能進行交叉極化同波道傳送。

b．滾降係數

滾降係數是系統限帶濾波器的重要參數，滾降係數越小，製作越難。在滿足系統性能的條件下，滾降係數取值越大越好。

c．所需相對C/N值

採用64QAM時所需的C/N值為0dB，比較其他調製方式與64QAM相比C/N的相對值，C/N值越小，系統設計越有利。

d．信號頻寬

信號頻寬指奈奎斯特頻寬，對相同的波道頻寬來說，信號頻寬越小，其噪聲頻寬也越小。

通過對圖2的分析，在40MHz波道間隔，以採用交叉極化同波道傳送的64QAM調製方式為最佳。當波道間隔為29或29.65MHz時，以採用交叉極化同波道傳送的128QAM調製方式為好。若將64QAM和128QAM兩種調製方式配合使用，將可覆蓋4～11 GHz幾乎所有的頻段。

自適應交叉極化干擾抵消（XPIC）技術

要在每一(40MHz波道間隔)射頻波道內傳送2×155Mbit/s SDH微波信號，有兩種實現方法：一是採用512QAM多狀態調製技術，隔波道異極方式化傳輸。這種方法，因調製狀態數較多，故對電路的線性要求高，元器件的性能敏感，多徑衰落對其影響也較嚴重。若想要在28～30 MHz波道間隔內傳送2×155Mbit/s數位訊號，則至少要採用1024QAM調製方式才行，其技術難度極高。與之相反還有一種方法是採用雙極化頻率復用技術，使每一射頻波道，用垂直與水平極化各傳一個155Mbit/s信號，從而實現一個射頻波道同時傳送兩個155Mbit/s的SDH微波信號，使某些頻段(例如6GHz)總的傳輸容量可達到2.4 Gbit/s。在傳播正常的情況下，主要採用交叉極化鑑別度(XPD)較高的高性能天線，它的垂直極化與水平極化所接收到的兩路信號之間的D/U比較高，能滿足傳輸指標的要求；但當有傳播衰落時，由於XPD本身下降，垂直極化與水平極化所接收到的兩路信號的交叉極化干擾電平增加，至使它們之間的D/U比也隨之下降，使傳輸性能降低，甚至造成電路中斷。

為了實現交叉極化同波道傳送，需要一個自適應交叉極化干擾抵消器，用以減小來自正交極化信號的干擾。採用XPIC技術後XPD的改善情況與是否採用分集接收有關。

XPD=XPD0+Q+XPIC－F_d (無SD時)

XPD=XPD0+Q+XPIC－F_d/2 (有SD時)

式中：XPD0為天線本身極化隔離度；Q為與電路傳播條件及天線類型有關的參數；XPIC為由交叉極化干擾抵消器提供的XPD值；F_d為衰落深度。

自適應交叉極化干擾抵消技術的基本原理是從所傳輸的信號相正交的干擾信道中取出部分信號，經過適當處理後與有用信號相加，用以抵消疊加在有用信號上的來自正交極化信號的干擾，原則上干擾抵消過程可在射頻、中頻或基帶進行。採用XPIC技術後，對干擾的抑制能力一般達到15dB左右就可以了。

圖4 中頻交叉極化干擾抵消器原理方框圖

圖4為中頻交叉極化干擾抵消器的方框原理圖，由圖可見，接收天線V極化振子除收到傳送天線V極化正常信號外，也同時收到了傳送天線H極化送來的干擾信號(如圖陰影所示)。如直接將此複合信號解調，將使系統性能降低，甚至造成電路中斷。本方案，除主用解調(MAIN DEM)外，還裝了一個輔助解調(X DEM)，主用解調解出V極化送來的信號，輔助解調解出H極化送來的信號，這兩種信號經XPIC控制器中處理後能復原出大小與干擾信號相同，但極性正好相反的干擾抵消信號，將此信號再與接收天線收到的複合信號合成，即可獲得乾淨正常的信號，使主解調得到正常解調。實際上這種抵消是不完善的，理論證明，XPIC的改善量若在15dB以上，即可滿足設計要求。

前向糾錯技術

為了要在原CCIR建議所規定的頻率配置內傳輸SDH信號，必須採用更高狀態的調製技術，選用的調製狀態數越多，限帶的要求就越嚴格。如當選用64QAM調製方式時，滾降係數值將在0.2以下，從而使因電路配合，元器件老化等因素形成的碼間干擾較大，為保證傳輸性能，必須採用前向糾錯技術。常用的糾錯編碼方式有BCH碼、漢明碼、雙李氏碼，在某些場合也可用低比率的卷積碼。選用糾錯編碼類型的依據原則是：冗餘度低，電路規模小。

若舉例採用BCH(511，493)碼FEC方式，其糾錯前BER(P_e)與糾錯後BER(P_c)的關係如圖5。

圖5 採用BCH碼FEC技術後BER的改善

也可將調製與糾錯編碼結合起來，即編碼調製技術。常見的編碼方式有塊狀編碼調製(BCM)、格狀編碼調製(TCM)和多級編碼調製(MLCM，Multi Lever Coded Modulation)等三種。在BCH中各級都用塊狀碼進行調製；而在TCM中，各級都用一種卷積碼。與TCM相比，BCM設備較簡單，但編碼增益低。在MLCM方式中，第一級採用冗餘度較高的卷積碼，第二級採用冗餘度較低的卷積碼，或只加奇偶校驗，其餘各級甚至不編碼。MLCM方式的冗餘度比TCM低，編碼增益與4D–TCM相當，但編解碼器所需電路規模比4D–TCM要小。現對幾種編碼糾錯方式的特點作介紹。

① MLCM是一種多級編碼調製方式，其主要優點是：

a．冗餘度低，可利用微波幀開銷(RFCOH)增加2Mbit/s的路旁業務;

b．編碼增益高，其編碼增益波比TCM稍低;

c．解碼操作在低速進行，結構簡單。

② 4D–TCM是一種四維格狀編碼、維特比檢出的糾錯方式，其主用特點是：

a．冗餘度較高，不能利用RFCOH來傳送2Mbit/s的路旁業務;

b．編碼增益高。

③ DLEC特點

a．冗餘度最低，可在RFCOH中傳送兩路路旁業務；

b．編碼增益最低。

由上述比較可見，MLCM糾錯方式是一種較好的糾錯方式，其次是4D–TCM糾錯方式。由實驗得出在64QAM方式是採用MLCM(6.29/7)、MLCM(6.5/7)、TCM(6.5/7)和BCH(511，484)碼等糾錯編碼調製方式與不糾錯編碼時C/N與BER的關係曲線。不同的糾錯編碼方式其BER的改善情況是不同的，就三者比較而言，以MLCM(6.29/7)方式C/NF改善量最大。

自適應對抗多徑衰落技術

自適應對抗多徑衰落技術內含下述三方面的技術:

① 自適應空間分集。

② 基帶時域自適應判決反饋均衡技術。

③ 中頻頻域自適應均衡技術。

空間傳播多徑衰落是造成數字微波傳輸中斷的主要原因，傳輸速率越高影響越嚴重，特別是在像2×155Mbit/s的傳輸系統中，其危害程度已大大超過了以往微波通信系統。特別是ITU-R新建議不再給數字微波系統提供額外的差錯性能配額，因此必須裝置強有力的自適應對抗多徑衰落設備，以滿足系統總體傳輸性能要求。

自適應空間分集接收技術常在中頻進行合成，實現的方法有中頻最大隔離合成、中頻最佳最大隔離合成、最小色散合成及最大功率/最小色散合成等多種。最常用的均衡器有線性均衡器和判決反饋均衡器，線性均衡器對最小相位失真和非最小相位失真有同樣的均衡效果，而判決反饋均衡器對最小相位失真有極強的均衡能力。

自動發信功率控制（ATPC）技術

（1）ATPC的特點

由於採用多狀態調製技術，對傳輸信道，特別是高功率放大器的線性提出了嚴格的要求。例如，對採用64QAM的系統而言，要求傳輸通道的三階交調失真產物要比主信號低45dB左右。若採用128QAM或256QAM調製技術，則要求更嚴。為了滿足系統總傳輸性能的要求，除了對微波傳輸放大器採取回退措施外，還要採取一些非線性的補償技術，如加中頻或射頻預失真器或採用前饋等技術改善發信機的線性。CCIR 751建議規定，SDH微波系統還要採用自動發信功率控制技術。該技術的要點是微波發信機的輸出功率在ATPC的控制範圍內自動地跟蹤接收端接收電平的變化而變化。在正常的傳播條件下，發信機輸出功率固定在某個比較低的電平上，例如比正常電平低10～15dB左右。當發生傳輸衰落時，接收機檢測到傳播衰落並達到ATPC所規定的最低接收電平時，立即通過微波段開銷(RFSOH)位元組控制對方發信機提高發信功率，直到發信機功率達到額定功率後，若對方接收電平仍繼續下降，則發信機輸出功率則維持在額定輸出功率上下不再變化。一般來說嚴重的傳輸衰落髮生的時間率是很短的，一般不足1%，所以採用ATPC裝置後，發信機在99%以上的時間內均以比額定輸出功率低10～15dB的狀態工作。

ATPC主要特點是：

① 降低了對相鄰系統的干擾。

② 減小了上衰落對系統的影響。

③ 降低了電源消耗，使射頻放大器的功耗相當於正常電平時的50%。

④ 改善了系統的殘餘比特差錯性能。

（2）ATPC的分類及其工作原理

① ATPC的分類

a．軟控制型

所謂軟控制型，即發信機功率電平隨對端接收機所接收的電平呈反向線性跟蹤形，在ATPC範圍內逐分貝地調節。跟蹤方法又隨不同要求，有1∶1完全線性跟蹤和N∶n部分線性跟蹤兩種。

b．突跳控制型

所謂突跳控制型，即一旦對端接收機的接收電平達到了ATPC啟動門限電平，即發出指令使發信機的功率電平在極短時間內突跳，迅速完成ATPC工作。

ATPC按控制範圍分，又可分成下列兩種。

a．一段控制法，即在一個接收電平的變化範圍內完成ATPC全部調正。

b．二段控制法，即在兩個接收電平的變化範圍內完成ATPC全部調正。

當然也可以有多段控制法，即在多個接收電平變化範圍內，完成ATPC全部調正。不過隨著所取段數增加，ATPC系統也越來越複雜，這是不可取的。

② ATPC方式的工作原理

a．軟控制型ATPC方式的原理

圖6 ATPC系統圖方框圖

圖6為採用軟控制型ATPC方式的方框原理圖。在傳播正常的情況下(時間率在99%以上)，A站的發信機受本端ATPC適配器的控制，傳送低電平信號，如本例為21dBm，此時B站接收端為正常接收電平，例如－40dBm左右。當有衰落時，B站接收電平將隨之下降，在接收電平降至ATPC啟動門限電平之前，ATPC不作控制。當B站接收電平下降至ATPC啟動門限電平(例如本例為－55dBm時)，或B站解調器因某種原因發生幀告警時，B站ATPC適配器將產生5bit ATPC控制信號，此信號送至調製器，通過微波幀開銷反相傳送至A站，經解調器分出並送至ATPC適配器。經A站ATPC適配器處理後，產生相應控制電壓，使發信機輸出功率增加。本例屬1∶1完全線性跟蹤型，故在ATPC控制範圍內，可維持接收電平不變。當A站發信機輸出功率達到高電平(31dBm)時，系統開始脫離ATPC控制，此時B站接收電平按原變化斜率下降。ATPC控制是雙方向的。

圖7 ATPC動作保護磁滯圖

由於傳播衰落的變化是隨機的，為了減少ATPC對發信功率調節的頻度，人為地設定了ATPC的磁滯範圍。圖7為ATPC動作的磁滯圖。由圖可見，在規定的磁滯範圍內，發信功率將維持在原功率電平上。這在一定程度上減少了發信功率調整頻度，保護了發信功率放大器。

軟控制型ATPC控制信號為一串數位訊號。為了使發信機輸出功率能跟隨對端接收電平變化，ATPC控制信號應為多比特組成的數位訊號，例如用5bit來組成。

b．突跳控制型ATPC方式工作原理

突跳控制型ATPC方式的系統方框圖大致和軟控制型ATPC方框圖相似，但突跳型控制方式在ATPC作用下接收電平與發信輸出電平的關係曲線與軟控制型完全不同(如圖8所示)。當接收電平下降到ATPC啟動門限電平(如－55dBm)時，接收端即向傳送端送出ATPC控制指令，該指令是開關量，立即啟動發信機作功率提升調節，發信輸出功率自低電平至高電平呈突跳變化，接收電平也隨發信輸出功率呈突跳變化。控制時間一般為50～100ms。它還設有控制維持時間，這是為防止傳播衰落不穩定而引起ATPC頻繁調整。控制維持時間可預置，一般為數秒至數分鐘。另外它還設恢復時間，一旦確認接收電平已固升，並經控制維持時間保護後，再進入恢復時刻。恢復時間一般為10s。

圖8 突跳控制型ATPC控制圖