中點鉗位型三電平逆變器

中點鉗位型三電平逆變器通過中點鉗位和串聯直流電容器來產生三種電平。中點鉗位三電平逆變器在大功率變換器領域套用比較廣泛。

中點鉗位（Neutral Point Clamped，NPC）三電平逆變器與兩電平逆變器相比，具有輸出電壓電流諧波小，開關器件承受的電壓及開關損耗減半等優勢，可有效減小濾波器等無源器件的體積和重量。因此，三電平NPC逆變器已逐漸從大功率的中壓套用，走向了低壓380V-690V的光伏、風電及儲能系統的併網逆變器系統。

基本介紹

• 中文名：中點鉗位型三電平逆變器
• 外文名：NPC Three-Level Inverter
• 中點鉗位英文：Neutral Point Clamped，NPC
• 優點一：輸出電壓電流諧波小
• 優點二：開關器件承受的電壓低
• 優點三：開關損耗減小
• 套用：光伏、風電及併網逆變器系統

中點鉗位三電平逆變器的拓撲結構

圖1為中點鉗位三電平逆變器的拓撲結構。

該拓撲結構包括兩個串聯的電容C₁，C₂，兩電容之間的點稱為中點Z，因此中點鉗位型逆變器也被稱作二極體鉗位逆變器；每一相包含四組IGBT/Diode（絕緣柵門極晶閘管/二極體）T_x1、T_x2、T_x3和T_x4；兩個鉗位二極體D_x5和D_x6（x=a，b，和c）。

圖1 中點鉗位三電平逆變器的拓撲結構

根據拓撲結構可以看出來，中點鉗位三電平逆變器的一個很重要的問題就是：中點電壓平衡問題。理想的情況下，直流電容C₁，C₂的電壓均為E（E為直流電壓源V_dc的1/2），但是流過中點Z的電流對電容充電或者放電，加之電容保持電壓的能力有限，會導致電容C₁，C₂的電壓發生變化。工況惡劣時，會導致上下兩電容電壓差過大，輸出電壓電流波形畸變，甚至損壞功率半導體器件。

中點鉗位三電平逆變器的工作原理

為了獲得三電平，每一相的四組開關（IGBT/Diode）只能有相鄰的兩組開關同時導通，即T_x1-T_x2，T_x2-T_x3，或者T_x3-T_x4。用字母P，O和N表示三組開關的狀態。開關狀態如表1所示。為了儘可能地減小開關損耗，一次開關狀態的改變只允許一個開關進行動作，即P↔O和O↔N。開關T_x1和開關T_x3狀態為互補關係，開關T_x2和開關T_x4狀態為互補關係，要避免出現多個開關同時導通現象，否則會發生短路，燒毀元器件。

三電平NPC逆變器的工作狀態是指開關狀態和負載電流，由於拓撲結構的對稱性，本文只分析P→O開關狀態。根據負載電流的方向不同，又可以分為i_ph>0和i_ph<0兩種情況。

圖2 當iph大於0時，狀態P→O的換流示意圖

為了更清晰、明確的進行分析，先做如下假設：

①所有器件均為理想器件，不考慮死區時間和中點電壓不平衡問題；

②開關狀態改變時，i_ph電流方向不改變。

當i_ph>0時，狀態P→O的換流示意圖如圖2中（a）和（b）。

P狀態時，開關T_x1和T_x2導通，T_x3和T_x4關斷。電流i_ph流過T_x1和T_x2的兩個IGBT。輸出端相對於中點V_az的電壓為v_dc/2。

O狀態時，開關T_x2和T_x3導通，T_x1和T_x4關斷。由於開關T_x1突然關斷，電流i_ph從T_x1的IGBT強制換流到鉗位二極體D_x5，仍然通過T_x2的IGBT流到輸出端。此時V_az電壓為0。

當i_ph<0時，狀態P→O的換流示意圖如圖3中（a）和（b）。

圖3 當iph小於0時，狀態P→O的換流示意圖

P狀態時，開關T_x1和T_x2導通，T_x3和T_x4關斷。電流i_ph流過和的兩個二極體。輸出端相對於中點V_az的電壓為v_dc/2。

O狀態時，開關T_x2和T_x3導通，T_x1和T_x4關斷。由於開關T_x1突然關斷，T_x1的二極體承受反向壓降不能導通，電流i_ph從T_x1的二極體強制換流到鉗位二極體D_x6。

此時電壓V_az為0。

三電平NPC 逆變器其他工況下的工作原理，均可以用上述方法分析，此處不再一一贅述。

中點鉗位三電平逆變器的特性

可以將三電平NPC逆變器的優點總結如下：

①在換流過程中，每個功率半導體器件所承受的電壓均為E（v_dc / 2）。這有助於逆變器電壓等級和功率等級的提高，在元器件的選擇方面也會留有更大的餘地；

②由於三電平NPC逆變器輸出線電壓、相電壓波形的階梯均多餘傳統兩電平逆變器，因此有著較低的諧波畸變率（Total Harmonic Distortion，THD）；

③在直流側電壓相同，相電流相同的工況下，三電平NPC逆變器的開關損耗約為傳統兩電平逆變器的1/2（將在後面的章節進行論述），較小的開關損耗允許適當地增大開關頻率，進一步減小諧波。

同時，由於三電平NPC逆變器的拓撲結構的限制，其也具有一些缺點：

①功率半導體器件較多，單相橋臂有四組IGBT/續流二極體，並且比兩電平逆變器多出兩個鉗位二極體。元器件的增加，為驅動電路和控制電路的設計帶來了麻煩；

②直流側兩個電容存在中點電壓平衡問題，有可能造成輸出電壓的畸變，甚至損壞元器件；

③功率半導體器件的增多，導致各個器件的損耗和結溫不同（將在後面的章節進行論述），對散熱系統的設計更為複雜。

三電平NPC 逆變器的PWM 控制方法

三電平NPC逆變器的DC側電流紋波分析與損耗的計算，都是根據逆變器所採用的特定的調製方法來進行的。因此，對三電平NPC逆變器調製方法原理的分析及仿真，是進行DC側電流紋波分析與損耗計算的前提。

自多電平逆變器誕生以來，其相應的PWM控制技術就一直是其研究的重點內容。傳統兩電平逆變器的PWM控制方法經過幾十年的發展，已經較為成熟，而多電平逆變器因其拓撲結構較為複雜、元器件較多等特點的限制，在控制方法上也更為複雜。

多電平PWM控制方法的研究主要是圍繞著兩個核心問題展開的：

一是輸出電壓波形的控制，即逆變器輸出電壓脈衝與調製波等效；

二是逆變器自身運行狀態的控制，包括中點電壓平衡，輸出電壓、電流諧波的控制，功率開關器件的損耗分配控制等。設計合理的PWM控制方法，對於三電平NPC逆變器抑制中點電壓不平衡問題尤為重要。

較為常見的多電平PWM控制方法分為：基於載波的PWM控制方法和空間矢量PWM控制方法。

（1）正弦脈寬調製方法（SPWM）

多電平逆變器的基於載波PWM控制方法一般採用載波層疊的形式。多電平載波層疊PWM控制方法與傳統兩電平PWM控制方式類似。對於m電平逆變器來說，採用（m-1）層相同幅值和頻率的三角形載波，分為上下兩層，與調製波進行比較，產生開關序列，控制功率開關器件的導通和關斷，從而輸出想要得到的波形。

圖4 三電平NPC 逆變器基於反相載波的SPWM 控制示意圖

對於三電平NPC逆變器來說，可以採用兩層載波。按照上下兩層載波的相位關係，可以分為反相載波層疊法和同相載波層疊法。

（2）反相載波層疊法

反相載波層疊法中，上下兩層載波相位相差180°，如圖4所示。圖4中，藍色正弦波為正弦調製波，與上下兩組載波進行比較；黑色脈衝序列為交流輸出端（以A相為例）與DC側中點之間的電壓u_az 。

圖5 三電平NPC 逆變器基於同相載波的SPWM 控制示意圖

（3）同相載波層疊法

與反相載波層疊法相對應，同相載波層疊法的上下兩組載波的相位完全相同，如圖5所示。

（4）三次諧波注入脈寬調製方法

圖6 三電平NPC 逆變器基於三次諧波注入PWM 控制示意圖

對於沒有中線的三相對稱負載的逆變器系統，在輸出電壓中注入三的倍數次諧波或直流分量時候，對負載電壓波形不會產生影響。因此，可以對正弦調製波注入合適的零序分量，從而達到相應的目的。為了提高直流母線電壓利用率，可以採用三次諧波注入PWM控制方法，如圖6所示。